电源电路设计篇1
关键词：相控阵雷达；灵敏度；电源故障；保护电路
中图分类号：tn86?34；tp277文献标识码：a文章编号：1004?373X（2013）10?0168?03
0引言
随着相控阵雷达技术的迅速发展，相控阵雷达技术被广泛用于地面防御系统中。然而，在目前有源相控阵雷达中去掉了传统雷达中的大功率发射机电源，由原来的大功率发射机电源改为向各个t/R组件供电，雷达的二次电源数量明显增多，电源系统越来越复杂，故障率明显增多。由于军用雷达常常工作在恶劣环境下，雷达电源的常见故障如过压、欠压、过热、短路、缺相等，往往难以避免[1]。因此，对雷达电源系统故障的快速定位、电源保护、故障报警成为获取电源故障信息，保证电源系统安全运行的关键。国内采用的保护技术，解决方案多数是在线路入口处设置断路器，当线路过压或欠压时切断线路，而当电压恢复正常时需手动使断路器复位[2]。本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，设计了简单实用的雷达电源保护电路，实现了雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。该电源保护电路具有抗干扰能力强、灵敏度高等特点。可实现集成化自复位电源故障报警功能，提高了雷达电源系统的可靠性及灵敏度。
1电源系统简介
雷达主电源系由康明斯30kw柴油发电机组、总控配电机柜、50kw变频发电机组（两台）与变频机控制柜、atS切换柜、电力变压器、发电机组本机控制柜、通信及监控系统构成。在电源系统中，柴油发电机组与市电互为备份，当市电不能正常使用的时候开启柴油发电机对雷达系统进行工频供电，控制系统分为手动方式和自动方式（手动系统享有最高优先级）。系统结构如图1所示。
2基本参数确定
2.1门限电压定义
2.2.2报警电路灵敏度
当输入电压采样问题成功解决后，此过程为，设计人员拿预先设定的保护基准电压与采样电压进行数值比较。[iC1B]输出低电平时异名端的电平比同名端高。当设计一个电源电压保护电路时，电源系统正常工作时需要重点考虑如下问题，送到[iC1B]的电压经过采样器分压电路之后，3脚的电压值必须低于的[iC1B]2脚的电压。（1脚为输出端，3脚为同名端，2脚为异名端）。只要采样得到的电压小于设置的基准电压，[iC1a]就会产生欠压保护信号，同理如果采样电压大于设置的基准电压，[iC1B]就会产生过压保护信号。需要注意设计人员在计算采样电压时，一定要同时考虑和分析过压与欠压基准电压值。
被检测电源经过整流电路后，就可以分别与被测电源基准电压进行比较，若被监测的电源电压均在正常工作的窗口电压之内，则系统工作正常无需要报警。如果被测电源突然出现故障（不论过压或欠压）比较电路的输出端便立即送出报警信号，以便在毫秒级内完成故障排除故障。
4输入缺相保护电路设计原理
5结语
本文在分析了相控阵雷达阵面电源的特点以及传统雷达电源保护电路基础上，结合雷达电源系统的研制，设计了简单实用的雷达电源保护电路。该电路可实现雷达一次电源故障中的过、欠压保护和二次电源缺相保护。实际应用表明，该保护电路工作稳定可靠，灵敏度高，能够准确地对变频发电机组与柴油发电机组进行过、欠压报警，同时对阵面电源（二次电源）进行缺相保护，虚警率≤3%，故障报警率≥98%，故障隔离率≥96%，达到了对雷达电源保护的要求。
参考文献
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电源电路设计篇2
关键词：开关电源；过压保护；过流保护；m51995a电源芯片
中图分类号：tm13文献标识码：a文章编号：2095-1302（2016）11-0-02
0引言
随着时代的前进与社会的发展，开关电源已逐渐代替传统的铁心变压器电源。开关电源的集成化与小型化正逐步成为发展趋势[1-3]，开关电源更是在计算机、通信、电器等领域得到广泛应用[4]。但开关电源系统若无性能良好的保护电路便很容易导致仪器寿命的缩短甚至使仪器受到损坏。由此可见，为了能够让开关电源在恶劣环境以及突发故障的情况下安全稳定的工作，保护电路的设计就显得尤为重要。开关电源的基本结构框图如图1所示。
1m51935aFp开关稳压芯片简介
m51995a是一款开关电源初级pwm控制芯片，专为aC/DC变换设计，芯片功能如表1所列。它主要包括振荡器、pwm比较、反馈电压检测变换、pwm锁存、过压锁存、欠压锁存、断续工作电路、断续方式和振荡控制电路、驱动输出及内部基准电压等。
m51995a既具有快速输出和高频振荡能力，又具有快速响应的电流限制功能[5]。此外，过流时采用断续方式工作可以有效保护二次电路。该芯片的主要特征如下：
（1）工作频率低于500kHz；
（2）输出电流能够达到±2a；
（3）输出上升时间为60s，下降时间为40s；
（4）起动电流比较小，典型值为90a；
（5）起动电压为16V，关闭电压为10V；
（6）起动电压和关闭电压的压差大；
（7）过流保护采用断续方式工作；
（7）用脉冲方法快速限制电流；
（8）欠压、过压锁存电路。
3实验仿真分析
为进一步验证所设计的开关电源保护电路的工作性能，我们采用计算机仿真软件multiSim对所设计的保护电路做了软件仿真测试。当电源输出电压为60Hz正弦波、有效值为24V时，电源保护电路的光耦控制oVp端的信号输出状态如图4所示。
图4中的仿真结果表明，输出电压信号变化控制光耦的导通，从而控制了光耦oVp端的电压输出，当电源输出电压在0V-24V期间时，光耦输入端没有电压信号不导通，oVp端电压为0，电路处于保护工作状态；电压在0+24V期间时，光耦输入端有电压信号作用而导通，oVp端电压为+5V，电路处于正常工作状态。当输出电压过高时，oVp端电压为0，电路处于保护工作状态。40V电压信号的状态图如图5所示。
实验仿真结果表明，当电源输出电压范围为0+24V时，开关电源电路正常工作；当电压为负电压时，光耦中的二极管反向截止，oVp端电压为0，开关电源的保护电路工作，电源输出为0；当输出电压高于+24V时，oVp端电压为0，开关电源进入保护电路工作状态，电源输出0。
4结语
本文基于m51995a电源芯片设计了开关电源的过压和过流保护电路，通过计算机仿真结果表明，该电路设计合理，工作稳定，电路设计可以有效降低电路的复杂程度和成本，能对开关电源电路进行有效保护，从而使电源运行安全可靠，设计完全能满足系统性能的指标要求。
参考文献
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电源电路设计篇3
关键词：三端离线pwm开关；正激变换器；高频变压器设计
引言
topSwitch是美国功率集成公司（pi）于20世纪90年代中期推出的新型高频开关电源芯片，是三端离线pwm开关（threeterminalofflinepwmSwitch）的缩写。它将开关电源中最重要的两个部分——pwm控制集成电路和功率开关管moSFet集成在一块芯片上，构成pwm/moSFet合二为一集成芯片，使外部电路简化，其工作频率高达100kHz，交流输入电压85～265V，aC/DC转换效率高达90％。对200w以下的开关电源，采用topSwitch作为主功率器件与其他电路相比，体积小、重量轻，自我保护功能齐全，从而降低了开关电源设计的复杂性，是一种简捷的SmpS（SwitchmodepowerSupply）设计方案。
topSwitch系列可在降压型，升压型，正激式和反激式等变换电路中使用。但是，在现有的参考文献以及pi公司提供的设计手册中，所介绍的都是用topSwitch制作单端反激式开关电源的设计方法。反激式变换器一般有两种工作方式：完全能量转换（电感电流不连续）和不完全能量转换（电感电流连续）。这两种工作方式的小信号传递函数是截然不同的，动态分析时要做不同的处理。实际上当变换器输入电压在一个较大范围发生变化，和（或者）负载电流在较大范围内变化时，必然跨越两种工作方式，因此，常要求反激式变换器在完全能量和不完全能量转换方式下都能稳定工作。但是，要求同一个电路能实现从一种工作方式转变为另一种工作方式，在设计上是较为困难的。而且，作为单片开关电源的核心部件高频变压器的设计，由于反激式变换器中的变压器兼有储能、限流、隔离的作用，在设计上要比正激式变换器中的高频变压器困难，对于初学者来说很难掌握。笔者采用top225Y设计了一种单端正激式开关电源电路，实验证明该电路是切实可行的。下面介绍其工作原理与设计方法，以供探讨。
1topSwitch系列应用于单端正激变换器中存在的问题
topSwitch的交流输入电压范围为85～265V，最大电压应力≤700V，这个耐压值对于输入最大直流电压Vmax=265×1.4=371V是足够的,但应用在一般的单端正激变换器中却存在问题。
图1是典型的单端正激变换器电路，设计时通常取nS=np，Dmax<0.5（一般取0.4）,按正激变换器工作过程,topSwitch关断期间，变压器初级的励磁能量通过nS，D1，e续流（泄放）。此时，topSwitch承受的最大电压为
VDSmax≥2e=2Vmax=742V（1）
大于topSwitch所能承受的最大电压应力700V，所以，topSwitch不能在一般通用的正激变换器中使用。
2topSwitch在单端正激变换器中的应用
由式（1）可知，topSwitch不能在典型单端正激变换器中应用的关键问题，是其在关断期间所承受的电压应力超过了允许值，如果能降低关断期间的电压应力，使它小于700V，则topSwitch仍可在单端正激变换器中应用。
2.1电路结构及工作原理
本文提出的topSwitch的单端正激变换器拓扑结构如图1所示。它与典型的单端正激变换器电路结构完全相同,只是变压器的去磁绕组的匝数为初级绕组匝数的2倍,即nS=2np。
topSwitch关断时的等效电路如图2所示。
若nS与np是紧耦合，则，即
Vnp=1/2VnS=1/2e（2）
VDSmax=Vnp＋e=e=1.5×371
=556.5V<700V（3）
2.2最大工作占空比分析
按np绕组每个开关周期正负V·s平衡原理，有
Vnpon(Dmax/t)=Vnpoff[(1-Dmax)/t]（4）
式中：Vnpon为topSwitch开通时变压器初级电压，Vnpon=e；
Vnpoff为topSwitch关断时变压器初级电压，Vnpoff=（1/2）e。
解式（4）得
Dmax=1/3（5）
为保险，取Dmax≤30％
2.3去磁绕组电流分析
改变了去磁绕组与初级绕组的匝比后，变压器初级绕组仍应该满足a·s平衡，初级绕组最大励磁电流为
im(t)|t=Dmaxt=ism=Dmaxt=(e/Lm)Dmaxt（6）
式中：Lm为初级绕组励磁电感。
当im(t)=ism时，B=Bmax，H=Hmax，则去磁电流最大值为
ism==(Hmaxlc/ns)=1/2ipm(7)
式中：lc为磁路长度；
ipm为初级电流的峰值。
根据图2（b）去磁电流的波形可以得到去磁电流的平均值和去磁电流的有效值is分别为
下面讨论当np=nS，Dmax=0.5与np=nS，Dmax=0.3时的去磁电流的平均值和有效值。设上述两种情况下的Hmax或Bmax相等，即两种情况下励磁绕组的安匝数相等，则有
im1np1=im2np2（10）
式中：np1为Dmax=0.5时的励磁绕组匝数；
np2为Dmax=0.3时的励磁绕组匝数；
设Lm1及Lm2分别为Dmax=0.5和Dmax=0.3时的初级绕组励磁电感，则有
im1=e/Lm1×0.5t为Dmax=0.5时的初级励磁电流；
im2=e/Lm2×0.3t为Dmax=0.3时的初级励磁电流。
由式（10）及Lm1，Lm2分别与np12，np22成正比，可得两种情况下的励磁绕组匝数之比为
(np1)/(np2)=0.5/0.3
及(im1)/(im2)=(np2)/(np1)=0.3/0.5(12)
当nS1=np1时和nS2=2np2时去磁电流最大值分别为
ism1=im1=im（13）
ism2=im2=(0.5/0.6)im（14）
将式（10）～（14）有关参数代入式（8）～（9）可得到，当Dmax=0.5时和Dmax=0.3时的去磁电流平均值及与有效值is1及is2分别为
is1=1/4imimis1=0.408im（Dmax=0.5）
is2≈0.29imis2=0.483im（Dmax=0.3）
从计算结果可知，采用nS=2np设计的去磁绕组的电流平均值或有效值要大于nS=np设计的去磁绕组的电流值。因此，在选择去磁绕组的线径时要注意。
3高频变压器设计
由于电路元件少,该电源设计的关键是高频变压器,下面给出其设计方法。
3.1磁芯的选择
按照输出Vo=15V，io=1.5a的要求，以及高频变压器考虑6％的余量，则输出功率po=1.06×15×1.5=23.85w。根据输出功率选择磁芯，实际选取能输出25w功率的磁芯，根据有关设计手册选用ei25，查表可得该磁芯的有效截面积ae=0.42cm2。
3.2工作磁感应强度ΔB的选择
ΔB=0.5BS，BS为磁芯的饱和磁感应强度，由于铁氧体的BS为0.2～0.3t，取ΔB=0.15t。
3.3初级绕组匝数np的选取
选开关频率f=100kHz（t=10μs），按交流输入电压为最低值85V，emin≈1.4×85V，Dmax=0.3计算则
取np=53匝。
3.4去磁绕组匝数nS的选取
取nS=2np=106匝。
3.5次级匝数nt的选取
输出电压要考虑整流二极管及绕组的压降，设输出电流为2a时的线路压降为7％，则空载输出电压Vo0≈16V。
取nt=24匝。
3.6偏置绕组匝数nB的选取
取偏置电压为9V，根据变压器次级伏匝数相等的原则，由16/24=9/nB，得nB=13.5,取nB=14匝。
3.7topSwitch电流额定值iCn的选取
平均输入功率pi==28.12w（假定η=0.8），在Dmax时的输入功率应为平均输入功率，因此pi=DmaxeminiC=0.3×85×1.4×iC=28.12，则iC=0.85a，为了可靠并考虑调整电感量时电流不可避免的失控，实际选择的topSwitch电流额定值至少是两倍于此值，即iCn>1.7a。所以，我们选择iLimit=2a的top225Y。
4实验指标及主要波形
输入aC220V，频率50Hz，输出DCVo=15(1±1％)V，io=1.5a，工作频率100kHz，图3及图4是实验中的主要波形。
图3中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是输入直流电压e波形，由图可知VDS=1.5e；图4中的1是开关管漏源电压VDS波形，2是去磁绕组电流is波形，实验结果与理论分析是完全吻合的。
电源电路设计篇4
本文主要采用了红外测量技术来测量整个电路中不同部件的温度变化情况，该方法不需要探测器接触到电路就能直接测出整个电路中各个部分的温度，这种不接触的形式不会对电路内部的温度产生影响，也能得到较为精确的测量结果，这也是该测试方法最具有竞争力的地方。由于在空气中的物体或多或少地都会向外部辐射一定的能量，这种能量往往以红外线的形式存在，因此用红外探测器很容易分辨出不同部分温度之间的差异，并且能够快速鉴别出物体表面的温度。
2有限元建模求解
为了得到较为准确的实验结果，笔者所在的研究团队采用了计算机技术来辅助测试，使用了包括anSYS、eXCeL等在内的常用测试软件，并围绕核心的有限元法对电源进行了检测与测量,得到了线路中各个节点的温度，并且对其散热性能进行了系统性的分析。一般来说，一个电源模块内部往往包含有数量众多的电子元器件，并且相互之间的关系较为复杂，系统高度集成化，要对其进行建模需要消耗大量的时间与计算，往往得不偿失。在这样的条件下，笔者所在的研究团队适当简化了电源模块，将在红外检测中变化不大的元器件中直接省略，转而研究那些温度变化较大的元器件，并得到了较好的实验结果。
3优化设计
DC/DC电源在工作的过程中自然会产生大量的热量，为了减少发热对电路稳定顺利运行的影响，就需要采用一定的散热处理。散热一般从两个方向进行，其一为减少整体的发热量，其二为提升散热功率。在常用的散热手段中，最为经济的就是加装散热器了，但是这种操作受到很多因素的影响，不仅要控制整个系统的体积，还要考虑成本因素。因此在加装散热器得不偿失的时候，就要考虑提升系统内部的热传导效率了。
3.1对DC/DC电源进行热模拟
在本文设计的模拟实验当中选用的DC/DC电源为金属材质，金属材质传导热量的能力较强，并且电源采用的是真空封闭，因此散热能力较差，难以通过空气的对流来实现散热。除此之外，由于电源材料主要以辐射较低甚至是无辐射的材料制作而成，因此内部的热量主要以热传导的方式向外传递，传导的过程中要通过粘结层、基板以及外壳等部分，然后再在外壳表面对外辐射出热量。为了准确而又有效地展现内部热传导的实际情况，研究人员假设内部的热量并没有辐射的现象。
3.2如何优化电源的设计
本模拟所选用的电源主要以传导的方式来散热，所以选用材料的种类，以及材料自身热传导的优良性都是保证系统内部温度正常的因素。在功率器件VDmoS的核心部分，温度一般处于不断变化的过程中，笔者所在的研究团队分析了外壳、基板等部位采用材料的种类对温度变化的影响，发现电源外壳是直接决定散热能力的因素。由于外壳是电源内部热量与外部空气交换的关键部位，所以要保证电源外壳较高的热传导性能。一般来说，材质的导热系数越高，就能在单位时间内传导并散发出更多的热量，这也是选择散热能力高的材料时首先要考虑的因素。四种不同的材料分别受到芯片温度的影响，而随着温度的不断升高，外壳的导热率也随之增大，在短时间内传导走更多的热量，这也是高热导率的材料传热的原理。
4结论
电源电路设计篇5
关键词:eDa仿真;负载能力;扩流设计;仿真对比验证
中图分类号:tn702文献标识码:a
文章编号:1004-373X(2009)19-199-02
ResearchandapplicationofiCtestinstrumentpowerCircuitSimulationDesign
SUnChengting,ZHUChunjiang
(LianyungangtechnicalCollege,Lianyungang,222006,China)
abstract:accordingtotheproblemsofcertainlabiCtestinstrumentnotbeingperfectonpowercircuitdesignandthesystemhaltedorrestorationnotbeingunusualonlowerloadcapacity,thepowercircuitdesignandcurrent-amplificationcircuitarebeingimprovedbasedontheoriginalcircuit,thecontrastiveverificafionisusedforimprovingcircuitwitheDasimulationtechnique,andtheprobleminpracticalapplicationisalsosolved.
Keywords:eDasimulation;loadcapacity;current-amplificationdesign;simulationcontrastverification
0引言
集成电路测试仪可用来测量集成电路的好坏,在电子实验室中应用广泛。在实际使用中,发现部分厂家生产的测试仪存在一些问题,如电网电压波动或负载加重后容易出现死机或复位不正常现象,这对实验进程和实验室管理有很大影响,也是困扰实验指导老师的常见问题,必须予以解决。本文通过某一种测试仪电源电路的改进的试验,会给实验室管理者以借鉴。
在电路设计中用到eDa(electronicsDesignautomation,电子设计自动化)技术。在进行电路改进前,从电路参数设计,电路功能仿真验证等都在计算机上先用eDa软件完成,不但缩短了电路设计时间,而且大大地节约了成本。
eDa技术是随着集成电路和计算机技术的飞速发展应运而生的一种高级、快速、有效的电子设计自动化工具。它经历了计算机辅助设计(ComputerassistDesign,CaD)、计算机辅助工程设计(ComputerassistengineeringDesign,Cae)和电子设计自动化(electronicDesignautomation,eDa)三个发展阶段[1]。利用eDa技术进行电子系统的设计,具有以下几个特点[2]:用软件的方式设计硬件;用软件方式设计的系统到硬件系统的转换是由有关的开发软件自动完成的;对设计电路功能是否正确可进行仿真分析。
目前流行的eDa软件有protel99Se,ewB,multisim,pSpice等几种[3]。本文运用protell99Se中的advancedSim99仿真功能对所改进的电路进行仿真和应用。
1eDa仿真在测试仪电源电路设计中的应用
学校电工电子实验室有多台Lm-800C数字集成电路测试仪,在使用中有时会出现死机,复位不正常现象。通过研究,发现电源电路存在问题:电源扩展能力差,带负载能力弱。笔者根据其pCB(printedCircuitBoard,印制电路板)绘制出其电源电路原理图,如图1所示。
图1Lm-800C数字集成电路测试仪电源电路图
图1中,78m05为5V三端稳压器[4],RL为测试仪负载,实际上是待测集成电路。
限于篇幅,只绘制主要部分,电源线路滤波器在图中未画出。通过研究,发现电源电路存在问题:电源扩展能力差,带负载能力不强,有时会出现死机、无法复位现象。通过对其电源电路的改进,增加了扩流电路,从而解决了实际使用中存在的问题。
1.1测试仪电源电路的扩流设计
为了节约成本,不能对原来电路进行全新设计,只能在原来电源电路基础上,通过增加部分电路来增强其带负载能力。
改进中需要考虑的问题[5]:
(1)选择合适的滤波电容。电源输出直流电压要稳定,纹波小。
(2)增加了扩流电路,当电源电压不稳定或测试系统负载增大时,电源带负载能力强,输出电压稳定。
图2为经过改进的带扩流功能的电路,带负载能力较强,能扩大电路的输出电流。Q1为外接扩流功率三极管,R1为Q1的偏置电阻。该电路带负载能力与Q1的参数有关。C1,C4为滤波电容,C2为0.33μF,可抵消输入接线的电感效应,C3可防止高频自激,消除高频噪声,改善负载的瞬态响应[6,7]。
图2带扩流功能的电路
电源电路扩展输出电流的工作原理:
二极管D1用于消除三极管Q1的发射结Ube对输出电压的影响(相当于发射结的导通电压0.7V),并提供电容C4的放电回路。设三端稳压器78m05的最大输出电流为imax,则晶体管的最大基极电流ib=imax-iRL,因而负载RL上电流的最大值i可表示为:
i=(1+β)(imax-iRL)
一般三极管的基极电流ib很小,与imax相比可忽略不计,i比imax大许多,可见输出电流提高了,从而可提高电源的带负载能力。
1.2两种电路带负载能力的仿真对比验证
可用protell99advancedSim99[6,7]对原电路(图1)和改进后的电路(图2)进行仿真分析,以验证二者的带负载能力。
(1)仿真参数设置
首先进行仿真参数设置,进行瞬态分析与傅里叶分析[8,9],仿真参数设置对话框如图3所示。
图3仿真参数设置对话框
为了突出显示,显示器上只显示两个波形,其中in为输入端,out为输出端。
(2)仿真波形对比分析
用protell99advancedSim99对图1所示电路进行仿真,发现当负载变重,超过78m05最大输出电流(0.7a)时[10],将使输出电压的纹波增大,输出电压(out)下降且不稳定,out波形有明显的波动,5V下降为4V左右,且输出(out)波形不平滑,纹波大。负载变重后的仿真波形如图4所示。
图4负载变重后的波形
为了增大电源的带负载能力,在原电路的基础上加扩展电流三极管Q1后,带同样的负载,输出电压很稳定(5V),仿真波形如图5所示。
图5加扩流三极管后仿真波形
从输出波形(out)可以看出,电压很稳定,没有纹波。
1.3设计电路的应用效果
经改进后的电源电路,在实验室的实际使用中,再未发现死机或不能正常复位现象,证明通过eDa仿真所设计的电路在使用中获得成功。
2结语
用eDa仿真技术能方便电路设计,并可验证电路
设计的正确性。通过对两种电路的仿真对比,说明改进后电源电路带负载能力强,这在实际使用中得到验证。
参考文献
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电源电路设计篇6
关键词：multisim直流稳压电源
中图分类号：G719.21文献标识码：a文章编号：1672-3791（2014）02（a）-0181-04
StudyofCircuitDesignwithmultisimBasedontheSeries
DCRegulatedpowerSupply
LiYuelan
（ningxiaVocationaltechnicalCollegeofindustryandCommerce，Yinchuanningxia，750001，China）
abstract：thisarticleistoanalysetheseriesDCregulatedpowersupplywithmultisim，therearelotofadvantageswithmultisim，thefirst，quickandeasytobuildthecircuit；thesecond，itcanmaketheorytouchwithpracticeandmakestudentsimprovedcomprehensiongreatlytotheory.thethird，itcanmaketeachingstepsbehadtheworkingprocessofthecomplete，thesametosay，designing―welding―assembling―debugging，itisimportantbasisforstudentstodesigncircuit.
Keywords：multisim；SeriesDCRegulatedpowerSupply
本文撰写的背景是，《电子产品组装与调试》是《电子技术》这门课程在工学结合课程模式下所产生的一门新课程，在新模式下所产生的《电子产品组装与调试》课程与以往的《电子技术》课程相比优点在于：瓦解以前学科式章节模式，重新组合教学内容，使得教学内容以工作过程为导向，项目为载体；整个课程内容重点体现能力训练、工作经历相结合的教育模式；注重角色的变化，体现了学生为主体，教师为指导的角色扮演。高等职业教育开设《电子产品组装与调试》课程培养的学生应该具备改造、设计电路；焊接、组装电子产品；调试、维护产品的能力。现如今《电子产品组装与调试》课程内容设计和组织课堂过程发现，这门专业核心课程整个内容注重学生组装与调试能力突出，而改造、设计电路能力欠缺，甚至没有。对于大专层次的学生，如果改造、设计电路能力不加重视，从而培养出来的学生与中专层次的学生就没有了区别。为此，在《电子产品组装与调试》课程中采用multisim软件，对每一电子产品原理图的仿真分析可以提高学生对电路原理的理解，开拓学生电路设计的思路及其培养学生对电子产品设计的能力。
1multisim简介
multisim源于加拿大后期被美国ni公司（美国国家仪器公司）收购，其具有数千种电路元器件供实验选用，虚拟测试仪器仪表种类齐全，可以设计、测试和演示各种电子电路。实现计算机仿真设计与虚拟实验，与传统的电子电路设计与试验方法比较，具有设计与实验可以同步进行，可以边设计边实验，修改调试方便；实验中不消耗实际元器件，实验成本低，实验速度快，效率高，设计和实验成功的电路可以直接在产品中使用等特点。其解决理论教学与实际动手实验相脱节的这一老大难问题，并很好的将设计环节展现在教学中。
2串联直流稳压电源电路整体设计分析
串联型稳压电路以稳压管稳压电路为基础，利用晶体管的电路放大作用，增加负载电流；在电路中引入电压负反馈使输出电压稳定；并且通过改变的反馈网络参数使输出电压可调。本文以具有放大环节串联型稳压电路为例进行分析，如图1所示。
2.1稳压设计原理
当由于某种原因（如电网电压波动或负载电阻的变化等）使输出电压U0升高（降低）时，取样电路将这一变化趋势送到集成运放的反向输入端，并与同相输入端电位UZ进行比较放大；集成运放的输出电压，即调整管的基极电位降低（升高）；因为电路采用的射极输出形式，所以输出电压Uo必然降低（升高），从而使Uo得到稳定。
2.2输出电压的可调范围
在理想运放条件下，净输入电压为零，即，则电位器滑到最上端时，输出电压最小，为：
，则电位器滑到最下端时，输出电压最大，为：
2.3调整管的选择
根据电路中元件选择，变压器二次侧电压有效值39.239V，桥式整流及电容滤波电路得到V。调整管一般为大功率管，因而选用原则与功率放大电路中的功放管相同，主要考虑其极限参数，
，
。
3串联直流稳压电源电路模块设计分析
串联直流稳压电源电路如图1所示，电路主要由整流滤波模块，同相比例运算电路模块，电压串联负反馈电路模块，射极输出器模块组成。
3.1桥式整流电容滤波电路
桥式整流电路工作原理如图2所示，设变压器二次侧电压为当为正半周时，电流由2点流出经1点到R1，再经4点到达3点，负载R1上的电压当为负半周时，电流由3点流出经1点到R1，再经4点到达2点，负载R1的电压。输出电压的平均值为。
桥式整流电容滤波电路工作原理如图3所示，当二次侧电压处于正半周并且数值大于电容两端电压时，电流一路经负载R1，另一路对电容C充电，理想情况下，当上升到峰值后开始下降，电容通过负载R1放电，其电压开始下降，趋势与基本相同，但由于电容按指数规律放电，所以当下降到一定数值后，的下降速度小于，使得大于，从而导致二极管截止，电容C继续通过R1放电，按指数规律缓慢下降。当的负半周与以上原理相同。由图3中波形图可以看出，经滤波后的输出电压不仅变得平滑，而且平均值也得到提高。为了获得较好的滤波效果，在实际电路中，应选择滤波电容的容量满足的条件，此时电容的耐压值应大于。
3.2同相比例运算电路
同相比例运算电路工作原理如图4所示，左图中根据理想集成运放工作在线性区时，满足“虚短”和“虚断”的概念，
，
右图中，由基本原理可推到出
3.3电压串联负反馈电路
同相比例运算电路和电压串联负反馈电路是一体，但此电路承担两种功能，工作原理如图4所示，左图中由于R1是输入端与输出端的连接元件，所以R1是反馈网络。其是从输出电压取样，通过反馈网络得到反馈电压，然后与输入电压相比较，求得差值作为净输入电压进行放大，故此反馈类型是电压串联负反馈。由可得此反馈类型仅仅决定于，而与负载电阻无关，因此，可以将电路的输出看成为电压控制的电压源，且输出电阻为零。右图中电阻是反馈电阻并且类型是电压串联负反馈，由：
可得是控制的电压源，稳定输出电压。
3.4射极输出器电路
共集电极放大电路工作原理如图5所示，共集电极放大电路是从发射极输出的，所以简称射极输出器，此电路的电压放大倍数。
因此，小于1但近似等于1，即略小于，电路没有电压放大作用，此外，跟随变化，故电路又称为射极跟随器。
3.5采样-电压比较-稳压-放大电路
采样-电压比较-稳压-放大模块也就是以上同相比例运算电路构成的电压串联负反馈电路、射极输出器电路综合体模块。主要采用集成运放构成了深度电压负反馈，输出电阻趋近于零，因而输出电压相当稳定。输出电压如图6所示，输出电压通过三极管构成的射极输出器将其稳定，其稳压电源可通过电阻R3调节其输出电压范围，最大约为30V，最小10V。
4结语
由上述仿真结果可知，先是具有放大环节的可调稳压电源电路整体设计思路作以分析，然后对电路的每一模块进行详细的分析，电路的元器件其取值都将影响稳压电源性能，从变压、整流、滤波、电压比较、稳压到最终输出电压的可调，体现了电路整个设计思想和工作原理，结论与理论相一致。
现如今各高职院校在教学中，仿真软件应用有两种形式：multisim以一门单独eDa即电子自动化设计课程展开教学；《电子技术》课程在实验部分有所应用，（教材中以独立实验的特点编写，但真正很少实现）。问题所在：软件和实体没有有效的结合起来，理论中电路原理教学没有应用到仿真软件，不能快速有效提高学生理解能力；multisim实验教学形同虚设，在理论教学和实验教学中由于软件的配备、时间的分配等问题的存在不能够实现仿真教学；《电子产品组装与调试》作为一门基于工学结合的课程，现还是试探和完善阶段，multisim的应用还是个空白。
如果在教学中采用multisim软件，如以上串联直流稳压电源电路的分析过程，可以解决以上的问题。仿真软件multisim的引入，能够快捷方便的搭建电路，预测电路的结果；大大缩减理论知识的教学时间，较短的时间将理论融会贯通，提高学生对电路工作原理的认识与理解的能力；使整个教学环节有一个完整的工作过程，即设计―焊接―组装―调试的过程，更加完善工了学结合课程模式；为电路的改造和设计奠定基础，为学生将来的可持续发展奠定基础。
参考文献
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电源电路设计篇7
关键词LeD；电源驱动；节能高效
中图分类号tm91文献标识码a文章编号1674-6708（2011）46-0011-01
1LeD路灯的电源驱动原理
近些年随着大功率的LeD发光技术的升级，大功率的白光LeD进入了照明市场，越来越多的被应用于通用照明领域。因为LeD本身具有高光效、寿命长、抗浪涌能力差等特点，以此LeD路灯的电源控制和驱动系统就成为了保证其功能和高效的重要基础。
为了设计出更加安全可靠的电源驱动器，必须对其工作原理进行了解。本文对LeD路灯电源驱动器的基本工作原理进行简要的介绍：主要的系统设计是处采用隔离变压器、peC控制电源开关，并保证输出为恒定的电压，完成对LeD路灯的驱动。因为实际中LeD的抗浪涌的能力较差，尤其是对反向电压更为敏感。所以在电源控制中应当注意对这方面的保护效果的提高。同时，LeD路灯主要的工作状况是户外，因此要增加对防浪涌的措施。因为对其供电的电网容易受到雷电的干扰，从而产生感应电流而涌入电网，从而导致对LeD的破坏。所以电源的驱动也应当具备抑制浪涌的功能，达到保护LeD的效果。此时采用的emi滤波电路就起到了这种防止电网谐波串入的模块，以此保护路灯的电路正常工作。
2LeD路灯的电源驱动器的设计
2.1驱动器设计简述
针对LeD路灯系统的电源控制器的设计需要考虑到其特地和基本要求才能达到目的。具体的情况如下：此系统中的每个路灯的功率在100w以内；为了提高路灯的实用性，路灯的LeD被分为若干小组，每组LeD则是串联驱动，组与组之间为隔离驱动，保证单组损坏而不影响整个LeD的工作；为了提高路灯的安全性，输入和输出系统需要有电气隔离；电源的公因数必须维持在较高的水平。
在设计中为了满足以上的基本需求，通常采用的是aC/DC恒压电源和多路控制的DC/DC恒定流动驱动级联的方式完成对多路的LeD驱动。aC/DC部分采用的是反激形式拓扑，输出的功率可以满足LeD的功率；DC/DC的部分采用国半德尔LeD恒定电流芯片。其中在aC/DC部分所采用的反激式的电源所产生的损耗将影响电源的效率，其损耗主要有：一次场效应晶体管的损耗，主要是导通和开关损耗；二次侧的整流二极管造成的功率损耗；高频变压的固有的铁损、铜损、漏感损耗等，为了提高整个电源的高效率就应当对上面三种情况进行控制。
2.2控制形式和零电压设计
在提高效率的设计中，如采用St所生产的L6562作为控制芯片，此芯片是一种较为经济的功率因数校正控制元器件。反激方式电源工作是在不连续导电的模式下进行工作的，通过前端的滤波其进行自动调整实现高功率。为了减小场效应晶体管损耗，利用与芯片相适应的器件，这样可以有效的降低在导通时出现的损耗，同时还可以利用准谐振的技术实现场效应晶体管的零电压导通，完成对开关损耗的控制。
2.3同步整流设计
通常的反激式开关在利用中二次侧的整流二级管也会形成较大的损耗，为了实现高效率可以利用具有低导通降压的二极管来缓解高损耗的问题，但是实践中看，此种改进的效果并不明显，同时一些设计中输出的电压较高，而肖特基二极管的反向耐压性能并不理想，所以其不能满足高效率需求。
实践证明较好的方法是采用同步整流技术对功率进行调整，利用导通电阻较低的场效应晶体管代替整流二极管。同步整流方式可以分为外驱动和内驱动两种，工作原理也可分为电压型和电流型、谐振型驱动等。这些同步驱动的方式各自有其优势和不足。其中一种较为实用的是电流同步的控制驱动方案，但是因为驱动中选择了场效应晶体管门极驱动电压钳位在输出电压上，而门极穿电压通常较低，因此要采用此种方法就要降低输出电压。
所以可以采用混合型的同步整流方法，其工作的原理为在两个变压器上的两个绕组为t3、t4，其中t3设计为二次绕组主要负责能量的传递，t4则为辅助绕组。在t4上的电压随着t3电压的升高而升高，用于开启同步整流用场效应管。此时的电流互感器中的两个绕组也起到不同的作用，初级绕组是串联在主电路中，是检验流经的场效应管的电流，当该绕组中的电流下降到0的时候，另一个绕组则将场效应管断开。所以此种方案可以利用电压信号来控制场效应晶体管的导通，电流信号泽尔负责其关闭，不仅仅提高了效率还可以稳定的工作，控制了无开通的情况。
2.4变压器的高效率设计
高频率变压器是隔离形式的电源中不可或缺的器件，在提升效率的方面也有着重要的作用。变压的损耗主要来自铜损、铁损、漏感损耗，此三者的损耗可以通过必要的手段进性损耗的控制，但是控制的措施不能完全达到综合高效的目标效果。因此，新型的变压器技术将高频率供电系统进行了升级。此种变压器的技术日趋成熟，主要特点是高度低，利用底部面积大的平面磁芯。此种变压器采用的绕着是螺旋印制线构成。和以往的变压器相比此种平面型的变压效果更高，工作效率也得到了提升，且体积小、漏感小、导热性好、一致性强等。虽然其距离应用还有一段时间，但是可以成为高端应用领域的替代产品。
3结论
LeD路灯系统的高效率电源驱动器的设计，其首要的目的就是保证路灯的高频率工况，同时防止供电系统中的干扰侵入到路灯系统中而造成损坏。其次，利用多种复合电路和晶体管来提高供电过程中的各种线路损耗，提高供电的效率，以此达到安全、高效的目的。
参考文献
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电源电路设计篇8
关键词：硬件描述语言；脉宽调制；电子设计自动化；逻辑功能设计
中图分类号：tn964⁃34文献标识码：a文章编号：1004⁃373X（2014）08⁃0153⁃03
Designofaeropowersupplyinvert⁃controllingcircuitbasedoneDatechnology
wUGuo⁃qiang1，JianGChao2，LiUQing⁃quan1，LiUYan2，3
（1.Unit94816ofpLa，Fuzhou350002，China；2.airForceServiceCollege，Xuzhou221000，China；3.Unit92919ofpLa，ningbo315000，China）
abstract：toadapttothenewneedandthequickdevelopmentrhythmoftheaeropowerquality，amodulationschemeofaeroinvertingcircuitwasdesignedbymeansoftheadvancedmoderneDatechniqueandpulse⁃widthmodulationtechnique.thearea⁃equivalentsinewavepulsewidthmodulation（Spwm）wasadoptedtosetupcontrolmathematicsmodel.thelogicfunctionneededincircuitdesignwasrealizedwithnumberoperation，digitalconversionandhardwaredescriptionLanguageVHDL.pLDsaretakenasthehardwaresofthemodulationcontrolcircuit.withthemaX+plusⅡsoftware，thesimulationandhardwaretestingexperimentwerecompletedontheeDatestdevelopingsystem（Gw⁃GKsystem），thethree⁃phaseSpwmwaveformpulseserieswasacquired，thedigitaliztioncontrolwasrealized，thewaveharmoniccomponentwasdecreasedandthealmostidealsinewavewasobtained.themethodsimplifiedthestructureandscaleofthecontrolcircuit，andincreasedthecontrolaccuracyandcredibilityofthesystem.
Keywords：hardwaredescriptionlanguage；pulsewidthmodulation；electronicdesignautomation；logicfunctiondesign
当前航空电源型号各异，种类庞杂，应该说综合性能还不够高。特别是随着航空器的不断发展，其对电源保障需求面临诸多新挑战。因此，研制先进电源保障设备，提高其通用性、综合性，可为现有各类航空器提供通用配套保障，不但能够适应航空器换代的需要，提高其实用性，而且可以压缩保障装备设备的数量和规模。研究事例为航空逆变电源，其特性是负载三相平衡的前提下，能够保证三相电压的幅值、相位始终处于平衡。构成的组合式三相全桥逆变电路见图1。本文引入了技术现代电子设计自动化技术（eDa），综合运用非常超高速集成电路硬件描述语言设计语言（VHDL）和可编程逻辑电路（pLD）元器件进行控制逻辑的设计与实现，对组合式三相逆变电路进行状态控制，获得要求的输出电压及波形[1⁃3]。
1正弦脉宽调制方案的设计与计算
脉宽调制（pulse⁃widthmodulation，pwm）是在固定频率下，设计一定规律的脉宽系列，控制逆变器的开关器件的导通及截止状态，在输出端获取所需航空电源，满足设计的品质要求。
1.1等效面积法的数学模型
采纳等效面积正弦波脉宽调制（Spwm）生成法，具有输出波形谐波量小，波形接近正弦波形而且算法简单等优势特点[4⁃5]。
先把理想正弦波划分为若干等份，如图2所示，某一等份的弧线与时间轴形成的面积等同于某矩形脉宽，前提是矩形脉宽中点与弧线投影的中心点在时间轴上重合，且两者面积相等，划分的等份数量越大，整个矩形脉冲系列就越近似于设计所需的理想正弦波形，其中，矩形脉宽就是用于控制逆变器上元器件的导通、截止状态[6]。
图1组合式逆变电路示意图
如第k个脉冲，其的正弦波形弧线垂直向下与时间轴形成的面积为Sak，与其等效的脉冲矩形面积为SRk，易得到公式：
[Sak=mUsα1kα4ksinθdθ=mUscosα1k-cosα4k=SRk=Usα2k-α3k]
式中：调制参数为m；理想正弦波被划分为n等份。
每等份的时间宽度为θk，每等份的时间轴中点为αmk，等效面积的矩形宽度（相当于导通时间）为θpk，等效面积的矩形前后两端剩余时间（相当于截止时间）宽度为θnk，计算公式分别是：
[θk=α4k-α1k=2πn,αmk=2πnk-1+2π2n=πn2k-1,θpk=α3k-α2k,θnk=θk-θpk2]
1.2设计计算及数据生成
设定一定数值后，通过上述等式和公式，利用数学工具matlab软件进行数值计算，生成表1和脉冲数据。
图2等效面积算法Spwm生成模型
2软、硬件的设计与实现
2.1软件设计与实现
控制电路的硬件采用pLD元器件，并基于VHDL语言进行设计达成所需的逻辑功能，做到数字化控制。
整个系统主要由开关模块m_onoFF、可控时钟分频器m_CLoCK、反馈调制模块m_manDp、脉冲宽度数值存储器a、B、C：pw_Rom和脉冲发生器m_pwm等模块按一定逻辑对接而成，如图3所示形成了逆变控制逻辑电路的顶层设计文件m_top_Spwm，可实现等效面积正弦波脉宽调制法设计所需的脉冲波形系列，用来控制开关器件iGBt的导通和截止状态。
2.2逻辑电路的硬件编译与实现
逆变控制电路的顶层设计文件用VHDL语言编程描述成逻辑电路后，采用max+plusⅡ（multiplearraymatriXprogrammableLogicUserSystemⅡ）为本实验的eDa设计软件，并在eDa实验开发系统（Gw⁃GK系统）上完成仿真和硬件测试实验。首先选用aLteRa公司的ep1K50tC144⁃3芯片，然后如图4，图5所示对此芯片管脚进行输入输出定义、编译，通过ByteBlastermV并行下载，打印机接口与目标板相连，完成芯片逻辑功能配置，最终在硬件上实现了控制系统电路逻辑功能。
3仿真结论与开发前景
顶层设计文件编译后进行实验仿真，结果如图6所示，其中脉冲系统S_a12、S_a34是单相全桥逆变器a的控制信号，S_B12、S_B34是单相全桥逆变器B的控制信号，S_C12、S_C34是单相全桥逆变器C的控制信号，显而易见三个单相全桥逆变器控制脉冲信号S_a、B、C生成相隔1/3周期，而且非常精确，完全满足实验设计所需的品质要求。
[图4芯片引脚的锁定分配][图5连接下载]
采用VHDL硬件描述语言对硬件的功能进行编程，在实验室就能设计获得所需的控制逻辑电路，特点明显，具有传统实验方法根本无法实现的静态可重复编程和动态在系统重构的优势，这大大提升了航空电源控制系统设计的灵活性，实现了硬件的“软件化”。用可编程逻辑器件pLD芯片不但压缩了设计实验周期，减少误差，提高设计系统的精确度（如图6所示，可控制到3ms以下），而且可以高度缩小控制系统的硬件规模，提高了集成度[1，3]，降低了开发成本，有利于当前航空事业突飞猛进对电源的多样化需求开发，前景广阔。
图6实验功能仿真效果图
参考文献
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电源电路设计篇9
关键词：共射放大电路；共源放大电路；proteus；动态特性分析
中图分类号：tn710.4?34文献标识码：a文章编号：1004?373X（2017）08?0134?03
Designofhigh?performancecommon?sourceamplifyingcircuitbasedonproteus
ZHURongtao1，LUomingzhang2，XUaijun2
（1.YangtzeUniversityCollegeoftechnology&engineering，Jingzhou434020，China；2.YangtzeUniversity，Jingzhou434023，China）
abstract：theexperimentofthecommon?emitteramplifyingcircuit（CeaC）hastwoproblems：theoverlargeinputresistancemayaffectonthequiescentoperatingpointandcausesthedistortionoftheoutputwaveform，thesmalloutputresistancemaydecreasethevoltagegain.inordertosolvethetwoproblems，ahigh?performancecommon?sourceamplifyingcircuit（CSaC）isproposed，whichhasthelargerinputresistanceandsmalleroutputresistance.onthebasisofthetheoryanalysis，thedynamiccharacteristicsoftheCeaCandCSaCareanalyzedbymeansoftheproteusvirtualexperimentdesignenvironment，includingthevoltagegain，inputresistanceandoutputresistance.thetestresultsshowthatthewholeperformanceofCSaCismuchbetterthanthatofCeaC，andtheCSaChashighperformance.
Keywords：common?emitteramplifyingcircuit；common?sourceamplifyingcircuit；proteus；dynamiccharacteristicanalysis
在传统的模拟实验教学中，放大电路实验更是重中之重，而衡量放大电路性能的主要指标有三个：放大倍数、输入电阻和输出电阻。对于放大电路来说，通常希望该放大电路的放大倍数越大越好、输入电阻越大越好、输出电阻越小越好。在放大电路的实验中通常以共射放大电路为主进行分析和讲解，然而共射放大电路存在两个问题：输入电阻过大会影响静态工作点，进而会导致输出波形失真；输出电阻过小就会导致放大倍数的降低。针对这两个问题，本文提出了一个高性能的共源放大电路，较好地解决了这两个问题。
1proteus仿真平台
proteus软件是英国LabCenterelectronics公司出版的eDa工具软件。它不仅具有其他eDa工具软件的仿真功能，还能仿真单片机及器件。
proteus是世界上著名的eDa工具（仿真软件），从原理图布图、代码调试到单片机与电路协同仿真，一键切换到pCB设计，真正实现从概念到产品的完整设计。先通过proteus仿真，再移植到相应的硬件电路上进行实物测试，这种开发方式减少系统开发周期和成本，具有一定的推广价值[1?2]。
2共源放大电路的设计
在放大电路的实验中，经要对幅值很微弱的正弦交流信号进行放大，电压放大倍数通常要求不小于10，单管共射放大电路和场效应管放大电路都可以满足实验要求，同时考虑到低功耗问题，放大电路均采用5V单电源供电。经估算，共射放大电路中各元件主要参数如图1（a）所示，共源放大电路中各元件主要参数如图1（b）所示，然后分别对这两个电路的电压放大倍数、输入电阻和输出电阻进行分析和比较。
2.1放大电路空载输出波形测试
为了能在仿真条件下能测出共射放大电路在不同负载下的电压放大倍数，必须保证输出波形没有失真。保证输出波形不失真的最好办法就是保证放大电路空载时输出波形不会失真，因为空载时放大电路的放大倍数是最大的。
共射放大电路的电压放大倍数理论计算公式如下（放大倍数β=200）[3]：
式中：rbe交流（动态）电阻只能用于求交流性能指标；为共射放大电路的放大倍数；“-”表示输出信号与输入信号反相，即相位相差180°。
共源放大电路的电压放大倍数理论计算公式如下：
式中：为低频互导，反映栅源电压对漏极电流的控制能力；为共源放大电路的放大倍数；“-”表示输出信号与输入信号反相，即相位相差180°。
在proteus虚拟仿真环境中，绘制出如图1所示实验电路原理图，接着将把输入信号和输出信号分别与虚拟示波器相连接，将开关断开，然后运行proteus软件，就可看到空载时输入和输出波形图，如图2所示[4]。在图2中，输入信号的频率为1kHz，幅值为100mV，信号源内阻为10Ω。
图2（a）为共射放大电路空载输出波形图，在图中看到输出波形没有失真，但是出现了一个问题，那就是输出波形与输入波形的相位不对称，即输入信号与零轴的交点和输出信号与零轴的交点没有重合；图2（b）为共源放大电路空载输出波形图，在图中看到输出波形没有失真，并且输出波形与输入波形的相位是对称的。
由图2可得，与共射放大电路相比，共源放大电路除了能保证输出波形不是失真外，还能有效保证输出波形c输入波形的相位对称。
2.2输出电压和放大倍数测试
在图1所示的电路中，分别在输入信号和输出信号的两端各放一个虚拟交流电压表，然后调整负载电阻的阻值，闭合开关，运行proteus软件后，记录下输入和输出电压的有效值，根据仿真测量电压结果计算出电压放大倍数，将测量的结果和计算出的电压放大倍数分别汇总于表1和表2中。
表1共射放大电路输出电压和放大倍数（RS=10Ω）
根据表1中的数据可以看出，共射放大电路有以下4个特点：
（1）当RL=10Ω时，放大倍数au=0.72
（2）当10Ω
（3）RL>300Ω时，放大倍数10
（4）放大倍数和输出电压都随着RL的增大而增大。
根据表2中的数据可以看出，共源放大电路有以下3个特点：
（1）当RL≥10Ω时，放大倍数au>10，就可以满足实验要求；
（2）当10Ω
（3）RL>300Ω时，放大倍数20
表2共源放大电路输出电压和放大倍数（RS=10Ω）
为了更好地看到共射放大电路和共源放大电路在输出电压和放大倍数的区别，分别从表1和表2中提取电阻RL的阻值、输出电压数据和放大倍数，绘制出输出电压对比图和放大倍数对比图，如图3所示。
在图3（a）中，共源放大电路和共射放大电路的输出电压都随着RL的增大而增大，且共源放大电路的输出电压一直高于共射放大电路的输出电压；在图3（b）中，共源放大电路的电压放大倍数一直大于共射放大电路的电压放大倍数，且在RL≤300Ω时，共源放大电路的电压放大倍数几乎是共源放大电路的2倍。所以不管是从输出电压的大小来看，还是从电压放大倍数来看，共源放大电路的性能要远优于共射放大电路。
2.3输入电阻测试
在proteus仿真环境下，绘制出如图4所示的输出电阻测试原理图，在输出信号的两端分别放置交流电压表和交流电流表，然后根据，就可计算出输入电阻。共射放大电路输入电阻的理论计算公式为[5]：
共源放大电路输入电阻的理论计算公式为[6]：
将放大电路输入电阻的仿真测量值和理论计算值汇总于表3中。
表3输入电阻测试
由表3中的数据可以看出，两种放大电路的输入电阻的理论值和测量值相符，且共源放大电路的输入电阻几乎是共射放大电路输入电阻的3倍。
2.4输出电阻测试
在proteus仿真环境下，绘制出如图5所示的输电阻测试原理图，在输出信号的两端分别放置交流电压表和交流电流表，然后根据，就可计算出输入电阻。共射放大电路输入电阻理论计算公式为[7]：Ro=Rc。共源放大电路输入电阻的理论计算公式为[6]：Ro=Rd。
将放大电路输出电阻的仿真测量值和理论计算值汇总于表4中。
表4输出电阻测试
由表4中的数据可以看出，两种放大电路的输出电阻的理论值和测量值相符，且共源放大电路的输出电阻几乎是共射放大电路输出电阻的。
3结论
采用proteus虚拟仿真软件分别对共射放大电路和共源放大电路进行了分析和比较。从分析的结果来看，共源放大电路在性能上要优于共射放大电路，主要体现在以下4个方面：在保证放大倍数的情况下，共源放大电路输出波形的相位是对称的，而共射放大电路输出波形的相位是不对称的；当10Ω300Ω时，共源放大电路的电压放大倍数基本上保持不变，可以做到恒压输出，共射放大电路的放大倍数au>10，但做不到恒压输出；共源放大电路的输入电阻比共射放大电路输入电阻大，且输出电阻比共射放大电路的小。
注：本文通讯作者为罗明璋。
参考文献
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电源电路设计篇10
如果开关器件工作在高频时，高电压和大电流重叠，不仅损耗很大，更是对开关器件的安全工作构成严重威胁。为降低开关损耗，确保开关器件工作在安全区，各种各样的缓冲吸收电路应运而生。其主要作用是抑制开关器件的dv/dt、di/dt，缓解电压电流应力，减少电磁干扰（emi）。传统的RCD吸收电路，依靠电阻R来消耗多余的能量，R将电能转变成热能散发，不仅使电子装置工作效率降低，而且增加了装置的散热负担，很难适合一些高要求的应用场合。近年来，无损吸收技术发展迅速，其属于软开关技术范畴，电路结构简单、易于控制，无损、高效、高可靠性得到人们普遍的青睐。
问题的提出
目前使用的pFC电路中，主二极管的大反向恢复电流使二极管产生很大的损耗、温升很高，从而限制了整个pFC电路功率的提高。为了减小主二极管的反向恢复问题，我们引入了一个无源无损缓冲电路，该缓冲电路能很好地减小反向恢复电流，同时又能降低iGBt的开关损耗，进而提升转换效率、降低pFC电路的温升，使得同等体积的pFC电路的输出功率适当增加、提高了功率密度。
实验电路及工作原理
图1所示主电路中，由L、Q、Ld、D和C组成升压斩波电路，缓冲电路由Ld、D、D1、D2、D3、C1、C2组成。Q采用pwm方式工作，因为其开关时间较短，L的取值较大，所以近似认为开关导通时流过其中的电流不变。电路中各点的工作状态如图2所示。该无源无损缓冲网络降低了开关管的开关损耗，提高了其稳定性，增强了使用寿命。它利用一组无源元件，使开关管实现了零电流开通和零电压关断，提高了变换器的工作效率，且相对于其他谐振软开关电路，降低了生产成本。
当iGBt开通时，主二极管D中的电流转移到iGBt中，由于有电感Ld的存在，限制了iGBt电流的上升率（也即主二极管D中的电流下降率），使得主二极管的反向恢复电流极大地减小；同时，由于iGBt电流的上升率变小，iGBt的开通损耗也将降低。
当主二极管D中的电流全部转移到iGBt中后，主二极管D自然关断，电感Ld和电容C1、C2通过D2和Q开始谐振，此时iGBt电流继续上升；当C1中的能量全部转移到C2中以后，VC1=0V，此时电路工作状态恢复到与原Boost电路一样。
当iGBt关断时，iGBt中的电流转移到电容C1中，开始给C1充电，VC1开始上升；同时，C2放电，VC2下降。当C1电压充到BUS电压时，主二极管D导通，电感L中的能量通过主二极管释放到BUs电容上。由于C1限制住了iGBtVds的上升率，减小了iGBt的关断损耗。
无源无损缓冲电路参数设计
实验结果
用6kw的功率板，采用图1所示的电路进行实验。
1电压电流波形
将有无缓冲电路的iGBt和主二极管的电压电流波形对比如下。
①iGBt开通波形
从图3（a）中可以看出无缓冲电路时，二极管的反向恢复电流导致iGBt在开通时有一个很大的电流尖峰，并且iGBt的开通损耗比较大。从图3（b）中可以看出有缓冲电路时，iGBt流过的二极管反向恢复电流已被谐振电流所取代，且该谐振电流无论是峰值还是电流上升率都比反向恢复电流小得多。此时我们可以认为iGBt是软开通的。
②iGBt关断波形
从图4（a）中可以看出，iGBt关断时，电压上升，而此时电流仍保持不变，损耗很大。
当接上缓冲电路以后，由于电容C1的存在，限制了iGBt电压的上升率，从而降低了管子的关断损耗，如图4（b）所示。
③主二极管关断波形
从上面两图中可以看出，由于有缓冲电路的存在，主二极管的反向恢复电流已基本消除，并且二极管的关断损耗非常小。
本次我们的重点是主二极管的温升问题。同样在相同的实验条件下，测量两个电路的iGBt和主二极管温升。结果iGBt的温升平均下降6.8℃，主二极管的温升平均下降7.6℃。